数字基带传输系统1.ppt

15.1数字基带传输概述5.2数字基带信号及其频谱特性5.3基带传输的常用码型5.4基带脉冲传输与码间串扰5.5无码间串扰的基带传输特性5.6无码间串扰基带系统的抗噪声性能5.7眼图5.8均衡技术5.9部分响应系统第5章数字基带传输系统返回主目录2第5章数字基带传输系统5.1数字基带传输概述来自数据终端的原始数据信号，如计算机输出的二进制序列，电传机输出的代码，或者是来自模拟信号经数字化处理后的PCM码组，ΔM序列等等都是数字信号。这些信号往往包含丰富的低频分量，甚至直流分量，因而称之为数字基带信号。在某些具有低通特性的有线信道中，特别是传输距离不太远的情况下，数字基带信号可以直接传输，我们称之为数字基带传输。而大多数信道，如各种无线信道和光信道，则是带通型的，数字基带信号必须经过载波调制，把频谱搬移到高载处才能在信道中传输，我们把这种传输称为数字频带（调制或载波）传输。3目前，虽然在实际应用场合，数字基带传输不如频带传输那样广泛，但对于基带传输系统的研究仍是十分有意义的。一是因为在利用对称电缆构成的近程数据通信系统广泛采用了这种传输方式；二是因为数字基带传输中包含频带传输的许多基本问题，也就是说，基带传输系统的许多问题也是频带传输系统必须考虑的问题；三是因为任何一个采用线性调制的频带传输系统可等效为基带传输系统来研究。因此，本章先介绍数字基带传输，关于模拟基带信号的数字化传输和数字频带传输将分别在第6章和第7章中讨论。基带传输系统的基本结构如图5-1所示。它主要由信道信号形成器、信道、接收滤波器和抽样判决器组成。为了保证系统可靠有序地工作，还应有同步系统。4图5-1数字基带传输系统信道信号形成器数字基带信号GT()信道接收滤波器抽样判决器同步提取C()GR()n(t)5图5-1中各部分的作用简述如下：信道信号形成器基带传输系统的输入是由终端设备或编码器产生的脉冲序列，它往往不适合直接送到信道中传输。信道信号形成器的作用就是把原始基带信号变换成适合于信道传输的基带信号，这种变换主要是通过码型变换和波形变换来实现的，其目的是与信道匹配，便于传输，减小码间串扰，利于同步提取和抽样判决。信道它是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，如市话电缆、架空明线等。信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，甚至是随机变化的。另外信道还会进入噪声。在通信系统的分析中，常常把噪声n(t)等效，集中在信道中引入。6接收滤波器它的主要作用是滤除带外噪声，对信道特性均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决。抽样判决器它是在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲控制）对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。而用来抽样的位定时脉冲则依靠同步提取电路从接收信号中提取，位定时的准确与否将直接影响判决效果，这一点将在第11章中详细讨论。图5-2给出了图5-1所示基带系统的各点波形示意图。7图5-2基带系统个点波形示意图8其中，(a)是输入的基带信号，这是最常见的单极性非归零信号；(b)是进行码型变换后的波形；(c)对(a)而言进行了码型及波形的变换，是一种适合在信道中传输的波形；(d)是信道输出信号，显然由于信道频率特性不理想，波形发生失真并叠加了噪声；(e)为接收滤波器输出波形,与(d)相比，失真和噪声减弱；(f)是位定时同步脉冲;(g)为恢复的信息，其中第4个码元发生误码，误码的原因之一是信道加性噪声，之二是传输总特性（包括收、发滤波器和信道的特性）不理想引起的波形延迟、展宽、拖尾等畸变，使码元之间相互串扰。此时，实际抽样判决值不仅有本码元的值，还有其他码元在该码元抽样时刻的串扰值及噪声。显然，接收端能否正确恢复信息，在于能否有效地抑制噪声和减小码间串扰，这两点也正是本章讨论的重点。95.2数字基带信号及其频谱特性5.2.1数字基带信号数字基带信号是指消息代码的电波形，它是用不同的电平或脉冲来表示相应的消息代码。数字基带信号(以下简称为基带信号)的类型有很多，常见的有矩形脉冲、三角波、高斯脉冲和升余弦脉冲等。最常用的是矩形脉冲，因为矩形脉冲易于形成和变换，下面就以矩形脉冲为例介绍几种最常见的基带信号波形。101.单极性不归零波形单极性不归零波形如图5-3（a）所示，这是一种最简单、最常用的基带信号形式。这种信号脉冲的零电平和正电平分别对应着二进制代码0和1，或者说，它在一个码元时间内用脉冲的有或无来对应表示0或1码。其特点是极性单一，有直流分量，脉冲之间无间隔。另外位同步信息包含在电平的转换之中，当出现连0序列时没有位同步信息。2.双极性不归零波形在双极性不归零波形中。脉冲的正、负电平分别对应于二进制代码1、0，如图5-3(b)所示，由于它是幅度相等极性相反的双极性波形，故当0、1符号等可能出现时无直流分量。这样，恢复信号的判决电平为0，因而不受信道特性变化的影响，抗干扰能力也较强。故双极性波形有利于在信道中传输。11图5–3几种常见的基带信号波形10100110＋E(a)＋E－E110011＋E0101011(b)(c)＋E－E1010011(d)＋E－E1100011＋E－E＋3E－3E0100111001110001(e)(f)0123.单极性归零波形单极性归零波形与单极性不归零波形的区别是有电脉冲宽度小于码元宽度，每个有电脉冲在小于码元长度内总要回到零电平（见图5-3(c)），所以称为归零波形。单极性归零波形可以直接提取定时信息，是其他波形提取位定时信号时需要采用的一种过渡波形。4.它是双极性波形的归零形式，如图5-3(d)所示。图可见，每个码元内的脉冲都回到零点平，即相邻脉冲之间必定留有零电位的间隔。它除了具有双极性不归零波形的特点外，还有利于同步脉冲的提取。135.差分波形这种波形不是用码元本身的电平表示消息代码，而是用相邻码元的电平的跳变和不变来表示消息代码，如图5-3(e)所示。图中，以电平跳变表示1，以电平不变表示0，当然上述规定也可以反过来。由于差分波形是以相邻脉冲电平的相对变化来表示代码，因此称它为相对码波形，而相应地称前面的单极性或双极性波形为绝对码波形。用差分波形传送代码可以消除设备初始状态的影响，特别是在相位调制系统中用于解决载波相位模糊问题。6.上述各种信号都是一个二进制符号对应一个脉冲。实际上还存在多于一个二进制符号对应一个脉冲的情形。这种波形统称为多电平波形或多值波形。14例如，若令两个二进制符号00对应+3E，01对应+E，10对应-E，11对应+3E，则所得波形为4电平波形，如图5-3(f)所示。由于这种波形的一个脉冲可以代表多个二进制符号，故在高数据速率传输系统中，采用这种信号形式是适宜的。前面已经指出，消息代码的电波形并非一定是矩形的，还可是其他形式。但无论采用什么形式的波形，数字基带信号都可用数学式表示出来。若数字基带信号中各码元波形相同而取值不同，则可用。式中，an是第n个信息符号所对应的电平值（0、1或-1、1等），由信码和编码规律决定；Ts为码元间隔；g(t)为某种标准脉冲波形，对于二进制代码序列，若令g1(t)代表“0”，g2(t)代表“1”，则s()()nnstagtnT15g1(t-nTs),表示符号“0”g2(t-nTs),表示符号“1”由于an是一个随机量。因此，通常在实际中遇到的基带信号s(t)都是一个随机的脉冲序列。一般情况下，数字基带信号可用随机序列表示，即ang(t-nTs)=s(t)=nsn(t)165.2.2研究基带信号的频谱结构是十分必要的，通过谱分析，我们可以了解信号需要占据的频带宽度，所包含的频谱分量，有无直流分量，有无定时分量等。这样，我们才能针对信号谱的特点来选择相匹配的信道，以及确定是否可从信号中提取定时信号。数字基带信号是随机的脉冲序列，没有确定的频谱函数，所以只能用功率谱来描述它的频谱特性。第2章中介绍的由随机过程的相关函数去求随机过程的功率(或能量)谱密度就是一种典型的分析广义平稳随机过程的方法。但这种计算方法比较复杂。一种比较简单的方法是以随机过程功率谱的原始定义为出发点，求出数字随机序列的功率谱公式。17设二进制的随机脉冲序列如图5-4（a）所示，其中，假设g1(t)表示“0”码，g2(t)表示“1”码。g1(t)和g2(t)在实际中可以是任意的脉冲，但为了便于在图上区分，这里我们把g1(t)画成宽度为Ts的方波，把g2(t)画成宽度为Ts的三角波。现在假设序列中任一码元时间Ts内g1(t)和g2(t)出现的概率分别为P和1-P，且认为它们的出现是统计独立的，则s(t)可用式(5.2-2)表征，即s(t)=nsn(t)其中18图5–4随机脉冲序列示意波形g2(t＋4Ts)g1(t＋3Ts)g1(t＋2Ts)g2(t＋Ts)g(t)g1(t)g2(t－Ts)g2(t－2Ts)ttO－Ts2Ts2O－Ts2－TsTs2Tsv(t)tOu(t)(a)(b)(c)19g1(t-nTs),以概率Pg2(t-nTs),以概率(1-P)出现(5.2-4)sn(t)=为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化，我们可以把s(t)分解成稳态波v(t)和交变波u(t)。所谓稳态波，即是随机序列s(t)的统计平均分量，它取决于每个码元内出现g1(t)、g2(t)的概率加权平均，且每个码元统计平均波形相同，因此可表示成v(t)=［Pg1(t-nTs)+(1-P)g2(t-nTs)］=vn(t)(5.2-5)其波形如图5-4(b)所示，显然v(t)是一个以Ts为周期的周期函数。nn20其波形如图5-4(b)所示，显然v(t)是一个以Ts为周期的周期函数。交变波u(t)是s(t)与v(t)之差，即u(t)=s(t)-v(t)(5.2-6)其中第n个码元为un(t)=sn(t)-vn(t)(5.2-7)于是u(t)=un(t)(5.2-8)n其中,un(t)可根据式(5.2-4)和(5.2-5)表示为21g1(t-nTs)-Pg1(t-nTs)-(1-P)g2(t-nTs)=(1-P)［g1(t-nTs)-g2(t-nTs)］,以概率Pg2(t-nTs)-Pg1(t-nTs)-(1-P)g2(t-nTs)=-P［g1(t-nTs)-g2(t-nTs)］,以概率(1-P)或者写成un(t)=an［g1(t-nTs)-g2(t-nTs)］(5.2-9)其中an=1-P,以概率P=-P,以概率(1-P)(5.2-10)显然，u(t)是随机脉冲序列，图5-4（c）画出了u(t)的一个实现。下面我们根据式(5.2-5)和式(5.2-8)，分别求出稳态波v(t)和交变波u(t)的功率谱，然后根据式(5.2-6)的关系，将两者的功率谱合并起来就可得到随机基带脉冲序列s(t)的频谱特性。un(t)=221.v(t)的功率谱密度Pv(f)由于v(t)是以Ts为周期的周期信号，v(t)=［Pg1(t-nTs)+(1-P)g2(t-nTs)］傅氏级数v(t)=Cm(5.2-11)式中Cm=(5.2-12)由于在（-Ts/2，Ts/2）范围内（相当n=0）,v(t)=Pg1(t)+(1-P)g2(t)，所以nn12/22/21()sTjmftTvteT2sjmfte23dttgptpgTcTTm)()1()(122/2/112又由于Pg1(t)+(1-P)g2(t)只存在（-Ts/2，Ts/2）范围内，所以上式的积分限可以改为从-∞到∞，因此2121[()(1)()]sjmftmcpgtpgtedtT)]()1()([21sssmfGpmfpGf式中211()()sjmftsGmfgtedt222()()sjmftsGmfgtedt24STf11再根据周期信号功率谱密度与傅氏系数Cm的关系式，有)()(2smmvmffcfP)()()1()([221smsssmffmfGpmfpGf