开关电源设计与应用_第5章

第5章大功率变换电路5.1基本变换电路5.2半桥变换电路的应用5.3推挽变换电路的应用5.4典型应用电路5.5谐振开关电源5.1基本变换电路5.1.1基本变换电路原理图5-1推挽式开关电路1．自激型推挽电路图5-1为推挽式开关电路的示意图。脉冲变压器初、次级都有两组对称的绕组，其相位关系如图所示，开关管用开关S表示。推挽式开关电路中，能量转换由两管交替控制。当输出相同功率时，电流仅是单端开关电源管的一半，因此开关损耗随之减小，效率提高。如果选用同规格的开关管组成单端变换电路，输出最大功率为150 W。若使用两只同规格开关管组成推挽电路，输出功率可以达到400～500 W。所以，输出功率200 W以上的开关电源宜采用推挽电路。当滤波电感L电流连续时，输出输入电压表达式为(5-1)TtNNUUon12io2图5-1所示的对称推挽电路也有缺点：一是开关管承受反压较高，当开关管截止时，电源电压和脉冲变压器初级1/2的感应电压相串联，加到开关管集电极和发射极，因而要求开关管UECO2UCC。二是推挽电路相当于单端开关电路的对称组合，只有当开关管特性、脉冲变压器初级和次级绕组均完全对称，脉冲变压器磁芯的磁化曲线在直角坐标第Ⅰ、Ⅱ象限内所包括的面积才和第Ⅲ、Ⅳ象限曲线内面积相等，正、负磁通相抵消，否则磁感应强度 +B和－B的差值形成剩余磁通量，使一个开关管磁化电流增大，同时次级VD1、VD2加到负载上的输出电压也不相等，从而增大纹波，推挽电路的优势尽失。因此，这种推挽电路目前仅用于自激或它激式低压输入的稳压变换器中。因为低压供电，N1、N2匝数少，且两绕组间电压差也小，一般采用双线并绕的方式来保证其对称性。图5-2为饱和型推挽式自激变换器的基本电路。所谓饱和式，是指脉冲变压器工作在磁化曲线的饱和状态。图5-2饱和型推挽式变换器基本电路自激推挽式变换器也有缺陷:①首先是自激推挽式开关电路的驱动脉冲是双向的。在图5-2中，当VT1导通期间，N3的感应脉冲是以正脉冲形式加到VT1的基极，此时VT2处于截止状态，N4的感应脉冲以负脉冲形式加到VT2基极。当开关管或脉冲变压器进入饱和状态时，首先是正反馈脉冲减小，随βIB  IC而使正反馈脉冲反相。由于双极型开关管有少数载流子的存储效应，IB的减小，甚至IB = 0时，其IC不会立即截止，而正反馈脉冲的反相却可以使另一只开关管立即导通，因此，在VT1、VT2交替过程中必然出现两管同时瞬间导通。因两管集电极电流通过脉冲变压器形成反向磁场，而使脉冲变压器等效电感量减小，开关管电流增大。正因为如此，这种变换器的工作频率一般只在2000 Hz左右，以减小两管交替导通过程中造成的共态导通损耗。这是推挽式变换器应用于高压开关电源所必须解决的第一个问题。由图5-2看出，当VT1导通时，VT2为截止状态，其集电极电压为N2的感应脉冲和电源电压之和，即2UCC。如果用于输入整流供电的高压变换器，VT1、VT2最高集电极和发射极之间电压将是600 V以上，达到此要求的只有NPN型开关管。②所有用于高压开关电路的开关管绝对都只采用NPN型，这点是由半导体器件工艺所决定的。现有PNP型管的UCEO最大也极少超过300 V，因此高压变换器也只能采用全NPN型开关管。两管均为NPN管的结果是，其导通时驱动脉冲均为正向脉冲，如自激式变换器相同的双向脉冲。为了避免截止状态反相驱动脉冲击穿开关管的b-e结，必须在驱动电路增加必要的保护措施，否则即使不击穿b-e结，也会使开关管处于深度截止状态，要想使其进入导通状态，势必增加正向驱动电流，因而使驱动功率增大，变换器效率降低。以上两个问题不仅使自激推挽式电路效率降低，同时也不适宜作高压输入的变换器。因为要同步控制两管的通断占空比，电路必然较复杂，且难以达到完全对称地控制。此类变换器一般采用在输出端设置耗能式稳压的方式。截至目前为止，推挽式、桥式变换器都采用它激电路，以便于在驱动脉冲输出之前进行PWM控制。上述饱和型变换器中，脉冲变压器T有双重功能：一是通过正反馈绕组使开关管以自激振荡的形式完成开关动作，进行DC/AC的变换。为了使开关动作持续地、两管交替地进行，脉冲变压器工作在磁饱和状态。二是将DC/AC转换后的双向矩形波通过设计的圈数比耦合到次级，通过整流、滤波成为直流电。双变压器饱和型变换器中，则将上述两种功能分别采用驱动变压器和输出变压器来完成。输出变压器只转换输出功率，驱动变压器则工作于饱和状态，控制开关管的通/断。2．桥式变换电路全桥变换器电路原理如图5-3所示。4只极性相同的开关管VT1～VT4组成桥式电路接法的4个臂，变压器初级作为负载电路接于两臂中点之间。VT1和VT4为一对，VT2和VT3为另一对，互补导通，即一对导通时另一对截止。当开关管成对轮流导通时，脉冲变压器初级连续通过方向相反的电流，将输入直流变成双向对称的矩形脉冲，脉冲变压器次级通过全波整流滤波，输出稳定的直流电。图5-3全桥变换器电路原理图桥式开关电路每个导通周期两只开关管与脉冲变压器初级都是串联的，因此加在每只开关管的最高耐压为推挽式电路的1/2，即等于输入电压，这非常适合大电流低反压开关管的应用。例如，普通单端、推挽式开关电路，常用反压UCEO800 V的开关管，而桥式电路中开关管UCEO大于400 V也比较安全了。开关管功耗PCM一定时，UCEO低的管子其ICM也必然较大，相对地使桥式开关电路上限输出功率增大。此外，桥式电路中脉冲变压器T的初级通过的是对称的方波，理论上无直流成分磁化电流，因而其磁通量为交变磁通，无恒定磁场，使脉冲变压器的有效利用率提高，减小了开关电源的体积和重量。更重要的是，桥式开关电路的脉冲变压器初级只需要一组绕组，不存在对称的问题，且初级最高电压为输入电压，这使得脉冲变压器的结构大为简化。因此桥式电路被广泛用于kW级的大功率开关电源中。3．半桥变换电路半桥变换器电路原理如图5-4所示。VT1与VT2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压。改变开关的占空比，就可以改变二次侧整流电压Ud的平均值，也就改变了输出电压Uo。VT1导通时二极管VD1处于通态，VT2导通时二极管VD2处于通态，当两个开关都关断时，变压器绕组N1中的电流为零，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。VT1或VT2导通时，电感L的电流逐渐上升；两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降。VT1和VT2断态时承受的最高电压为Ui。由于电容的隔离作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和。图5-4半桥变换器电路原理图当滤波电感L的电流连续时，输出输入电压表达式为(5-2)TtNNUUon12io半桥式开关电路省去两只开关管，采用连接电容分压方式，使开关管c-e极电压与桥式电路相同，同时驱动电路也大为简化，只需两组在时间轴上不重合的驱动脉冲，两组驱动电路的参考点为各自开关管的发射极，显然比桥式电路的形式简单得多。根据上述原理，当采用相同规格开关管时，半桥式负载端电压为Uin/2，输出功率为桥式电路的1/4。半桥式电路具有全桥式电路的所有优势，因此其应用比全桥式更普遍。4．正激变换电路正激变换器电路原理如图5-5所示。开关管VT开通后，变压器绕组N1两端的电压为上正下负，与其耦合的N2绕组两端的电压也是上正下负，因此VD1处于通态，VD2为断态，电感L的电流逐渐增长。VT关断后，电感L通过VD2续流，VD1关断。图5-5正激变换器电路原理图5．反激变换电路反激变换器电路原理如图5-6所示。反激电路中的变压器T起着储能元件的作用，可以看做是一对相互耦合的电感。图5-6反激变换器电路原理图5.1.2不同电路的特点表5-1各种电路比较电路优点缺点功率范围应用领域正激式电路较简单，成本很低，可靠性高，驱动电路简单变压器单向激磁，利用率低百瓦～千瓦中、小功率电源反激式电路简单，成本很低，可靠性高，驱动电路简单变压器单向激磁，利用率低瓦～几十瓦小功率电子设备，计算机设备，家用电子设备电源全桥式变压器双向激磁，容易达到大功率结构复杂，成本高，可靠性低，需复杂的隔离驱动电路百瓦～千瓦大功率工业用电源，焊接电源，电解电源等半桥式变压器双向激磁，没有变压器偏磁问题，开关较少，成本低有直通问题，可靠性低，需要隔离驱动电路百瓦～千瓦工业用电源，计算机电源等推挽式变压器双向激磁，一次侧一个开关，通态损耗小，驱动简单有偏磁问题百瓦～千瓦低输入电压电源5.2半桥变换电路的应用降压电路桥式电路需要4组相互独立的驱动脉冲，其中每组开关管VT1、VT4和VT2、VT3的各自驱动脉冲的极性都相同，但是驱动信号的参考点不同。如果组成自激振荡电路，4组开关要得到相同幅度、不同时序的正反馈脉冲是相当困难的，考虑到4只开关管性能完全对称的要求难以达到，因此桥式开关电路极少被用于自激变换器中。半桥式变换器具有桥式电路的所有优势，目前的MOSFET开关管、IGBT等高压大电流开关器件均可应用于半桥电路，半桥式开关电路的应用远比桥式电路更广泛。自激半桥式变换器的开关管耐压要求较低，目前输出功率200 W以下的变换器中广泛采用半桥式变换电路。图5-7为半桥降压电路。图中T1、T2和VT1、VT2组成半桥式开关电路，将输入整流后，约310 V直流高压由开关电路变成双向矩形波，通过降压比的方式输出，经整流滤波获得与输入隔离的低压直流电。该电路代替工频变压器和整流滤波电路组成的低压直流电源，也称其为电子变压器。图5-7半桥式开关降压电路5.3推挽变换电路的应用5.3.1基于UC3524的低压电源1．双端输出驱动器UC3524图5-9UC3524内部电路结构双端输出驱动器UC3524以其优良的性能获得广泛运用，无论低压变换器还是大功率开关电源，都可由其组成可靠性较高的电路。该系列双端输出驱动器的内部电路见图5-9。2．UC3524组成的推挽DC/DC电源UC3524每路输出驱动电流为100 mAp-p，当组成大功率开关电源时，可通过外加驱动脉冲放大器提高驱动能力。此种方法可使UC3524驱动500 W以上输出功率的开关电源。UC3524也可以组成几瓦或几十瓦的小功率稳压电源。下面以UC3524组成的低压推挽开关电源为例说明其应用方式。电源输入电压为12～28 V，输出稳定的5 V / 5 A低压供电，电路见图5-10。图5-10UC3524组成的推挽DC/DC电源电路5.3.2基于UC3524的高压电源高压DC/DC电源电路如图5-11所示。输入为DC310 V高压，输出为DC24 V。另外，由 +24 V经二次稳压输出的 +12 V和 +5 V，向控制系统供电。－12 V电压由单独整流电路输出，并经二次稳压后向机内控制系统供电。图5-11高压DC/DC电源简化电路5.3.3逆变电源在UPS电路中，可以采用UC3524作为它激驱动器。图5-12为UPS-600逆变稳压部分电路。UPS的逆变器每只末级开关管(VT1/2～VT3/4)的驱动电流必须大于10 A以上，推挽每臂的驱动电流峰值为20 A以上。为了使UC3524输出的每臂仅100mA的脉冲电流达到上述要求，末级功率开关管首先与前级NPN管VT5、VT6组成达林顿连接，使驱动增益提高，在达林顿组合之前，再加一级对称射级输出放大，输出功率达到600 W，驱动电流已足够。图5-12UC3524组成的UPS电源部分电路5.4典型应用电路5.4.1自激多输出电源5.4.2节能灯控制器5.4.3500 V降压电源5.4.4基于IR2112的半桥电路5.4.5自激振荡半桥驱动电路5.5谐振开关电源5.5.1低通滤波式谐振变换器图5-26串联谐振变换器电路电压电流电压电流开关损耗ZVSZCS(a)硬开关(b)软开关5.5谐振开关电源5.5.1低通滤波式谐振变换器图5-26串联谐振变换器电路5.5.2并联谐振电源谐振式变换器图5-27自激变换器电路