OFDM关键技术仿真MATLAB代码

第一章绪论1.1简述OFDM是一种特殊多载波传播方案，它可以被看作是一种调制技术，也可以被当作一种复用技术。多载波传播把数据流分解成若干子比特流，这样每个子数据流将具备低得多比特速率，用这样低比特率形成低速率多状态符号再去调制相应子载波，就构成各种低速率符号并行发送传播系统。正交频分复用是对多载波调制（MCM，Multi-CarrierModulation）一种改进。它特点是各子载波互相正交，因此扩频调制后频谱可以互相重叠，不但减小了子载波间干扰，还大大提高了频谱运用率。符号间干扰是多径衰落信道宽带传播重要问题，多载波调制技术涉及正交频分复用(OFDM)是解决这一难题中最具前景办法和技术。运用OFDM技术和IFFT方式数字实现更适当于多径影响较为明显环境，如高速WLAN和数字视频广播DVB等。OFDM作为一种高效传播技术备受关注，并已成为第4代移动通信核心技术。如果进行OFDM系统研究，建立一种完整OFDM系统是必要。本文在简要简介了OFDM基本原理后，基于MATLAB构建了一种完整OFDM动态仿真系统。1.2OFDM基本原理概述1.2.1OFDM产生和发展OFDM思想早在20世纪60年代就已经提出，由于使用模仿滤波器实现起来系统复杂度较高，因此始终没有发展起来。在20世纪70年代，提出用离散傅里叶变换（DFT）实现多载波调制，为OFDM实用化奠定了理论基本；从此后来，OFDM在移动通信中应用得到了迅猛发展。RFTXDAC编码交织数字插入串并并/串加入循IFFT串/并去除循解码解交数字信道并串RFRXADC定期和频OFDM系统收发机典型框图如图1.1所示，发送端将被传播数字信号转换成子载波幅度和相位映射，并进行离散傅里叶变换（IDFT）将数据频谱表达式变换届时域上。IFFT变换与IDFT变换作用相似，只是有更高计算效率，因此合用于所有应用系统。其中，上半某些相应于发射机链路，下半某些相应于接受机链路。由于FFT操作类似于IFFT，因而发射机和接受机可以使用同一硬件设备。固然，这种复杂性节约则意味着接受发机不能同步进行发送和接受操作。图1.1OFDM系统收发机典型框图接受端进行发送相反操作，将射频（RF，RadioFrequency）信号与基带信号进行混频解决，并用FFT变换分解频域信号。子载波幅度和相位被采集出来并转换回数字信号。IFFT和FFT互为反变换，选取恰当变换将信号接受或发送。但信号独立于系统时，FFT变换和IFFT变换可以被交替使用。1.2.2串并变换数据传播典型形式是串行数据流，符号被持续传播，每一种数据符号频谱可占据整个可以运用带宽。但在并行数据传播系统中，许多符号同步传播，减少了那些在串行系统中浮现问题。在OFDM系统中，每个传播符号速率大小大概在几十bit/s到几十kbit/s之间，因此必要进行串并变换，将输入串行比特流转换成为可以传播OFDM符号。由于调试模式可以自适应调节，因此每个子载波调制模式是可以变化，由于而每个子载波可传播比特数也是可以变化，因此串并变换需要分派给每个子载波数据段长度是不同样。在接受端执行相反过程，从各个子载波出来数据长度不同样。在接受端执行相反过程，从各个子载波处来数据被转换回本来串行数据。当一种OFDM符号在多径无线信道中传播时，频率选取性衰落会导致某几组子载波收到相称大衰减，从而引起比特错误。这些在信道频率响应零点会导致在邻近子载波上发射信息受到破坏，导致在每个符号中浮现一连串比特错误。与一大串错误持续浮现状况相比较，大多数前向纠错编码（FEC，ForwardErrorCorrection）在错误分布均与状况下会工作得更有效。因此，为了提高系统性能，大多数系统采用数据加扰作为串并变换工作一某些。这可以通过把每个持续数据比特随机地分派到各个子载波上来实现。在接受机端，进行一种相应逆过程解出信号。这样，不但可以还原出数据比特本来顺序，同步还可以分散由于信号衰落引起连串比特错误使其在时间上近似均匀分布。这种将比特错误位置随机化可以提高前向纠错编码（FEC）性能，并且系统总性能也得到改进。1.2.3子载波调制正交频分复用(OFDM)技术就是在频域内将给定信道提成许多正交子信道，在每个子信道上使用一种子载波进行调制，并且各子载波并行传播。尽管总信道(ss是非平坦，具备频率选取性，但是每个子信道是相对平坦，在每个子信道上进行是窄带传播，信号带宽不大于信道相应带宽，因而大大消除了信号波形间干扰。并且子信道载波互相正交，一种OFDM符号涉及各种通过PSK调制或QAM调制子载波合成信号，每个子载波频谱互相重叠，从而又提高了频谱运用率。用N表达子载波个数，T表达OFDM符号持续时间，di(i=0,1，…，N-1)为分派给每个子信道数据符号，fi为第i个子载波载波频率，从t=ts开始OFDM符号等效基带信号可表达为(模仿信号表达式):s(t)N1drecttitT/2)expj2i/T(tt)t0tttTss(1-1)s(t)0tttTts或ss(t)实部和虚某些别相应于OFDM符号同相分量和正交分量，在实际系统中可分别与相应子载波余弦分量和正弦分量相乘，构成最后子信道。其相应数字表达式如下：令ts=0，采样速率为N/T，则发送速率第k(k=：0,1，…，N-1)个采样表达为：s(k)s(kT/N)N1diexp(j2ik/N)（1-2）t0显然式上式正好为IDFT表达式，可知OFDM调制和解调可以通过IDFT和DFT或（IFFT和FFT）来实现。如图1.2所示，在一种OFDM符号内包括四个载波实例。其中，所有子载波都具备相似幅度和相位，但在实际应用中，依照数据符号调制方式，每个子载波均有相似幅度和相位是不也许。从图1.2可以看出每个子载波在一种OFDM符号周期内都包括整数倍个周期，并且各个相邻子载波之间相差1个周期。这一特性可以用来解释子载波之间正交性，即：1/TTexp(jt)exp(j)dt1mnonn0mn(1-3)如对式1-3中第j个子载波进行调制，然后在时间长度T内进行积分，即：si图1.2OFDM载波bj1/TtsTtsexpj2j/T(tt)N1di0expj2i/T(tt)dt1/TN1dexpj2ijT(tt)dtd(1-4)i0依照对式1-4可以看到，对第J个子载波进行解调可以恢复出盼望符号。而对其她载波来说，由于积分间隔内，频率差别(I-J)/T可以产生整数倍个周期，因此积提成果为零。这种正交性还可以从频率角度来解释。依照式1-2，每个OFDM符号在其周期T内包括各种非零子载波。因而其频谱可以看作是周期为T矩形脉冲频谱与一组位于各个子载波频率上δ函数卷积。矩形脉冲频谱幅度值为sinc(ƒT)函数，这种函数零点出当前频率为1/T整数倍位置上。sisj图1.3OFDM子载波频谱这种现象可以参见图1.3，图中给出了互相覆盖各个子信道内通过矩形波形成型得到符号sinc函数频谱。在每个子载波频率最大值处，所有其她子信道频谱值正好为零。由于在对OFDM符号进行解调过程中，需要计算这些点上所相应每个子载波频率最大值，因此可以从各种互相重叠子信道中提取每一种子信道符号，而不会受到其她子信道干扰。从图1.3可以看出，OFDM符号频谱事实上可以满足奈奎斯特准则，即各种子信道频谱之间不存在互相干扰。因而这种一种子信道频谱浮现最大值而其她信道频谱为零点特点可以避免载波间干扰（ICI）浮现。1.2.4DFT实现傅里叶变换将时域与频域联系在一起，傅里叶变换形式有几种，选取哪种形式傅里叶也变化由工作详细环境决定。大多数信号解决使用DFT。DFT是常规变换一种变化形式，信号在时域和频域上均抽样。由DFT定义，时间上波形持ikk续重复，因而导致频域上频谱持续重复。迅速傅里叶变换（FFT）仅是计算应用一种迅速数学办法，由于其高效性，使OFDM技术发展迅速。对于N比较大系统来说，式1-1中OFDM复等效基带信号可以采用离散傅里叶逆变换（IDFT）办法来实现。为了论述简洁，可以令式1-1中ts=0，并且忽视矩形函数，对于信号s(t)以T/N速率进行抽样，即令t=kT/N(k=0,1,...,N-1)，则得到：ss(kT/N)N1di0exp(j2ik/N)(0kN1)（1-5）可以看到Sk等效为对di进行IDFT运算。同样在接受端，为了恢复出本来数据符号di，可以对sk进行逆变换，即DFT得到：dN1sexp(j2ik/N)i0(0iN1)（1-6）依照以上分析可以看到，OFDM系统调制和解调可以分别由IDFT和DFT来代替。通过N点IDFT运算，把频域数据符号di变换为时域数据符号Sk，通过射频载波调制之后，发送到无线信道中。其中每个IDFT输出数据符号sk都是由所有子载波信号通过叠加而生成，即对持续各种通过调制子载波叠加信号进行得到。在OFDM系统实际运用中，可以采用更加以便快捷IFFT/FFT。N点DFT运算需要实行N2复数乘法运算，而IFFT可以明显地减少运算复杂限度。对于惯用基-2IFFT算法来说，其复数乘法次数进仅为(N/2)log2(N/2)。1.2.5保护间隔、循环前缀应用OFDM一种重要因素在于它可以有效地对抗多径时延扩展。把输入数据流串并变换到N个并行子信道中，使得每一种调制子载波数据周期可以扩大为本来数据符号周期N倍。为了最大限度消除符号间干扰，可以在每个OFDM符号之间插入保护间隔（GI），并且该保护间隔长度Tg普通要不不大于无线信道中最大时延扩展，这样一种符号多径分量就不会对下一种符号导致干扰。在这段i保护间隔可以不插入任何信号，即是一段空白传播时段。然而在这种状况下，由于多径传播影响，会产生载波间干扰（ICI），即子载波之间正交性被破坏，不同子载波之间会产生干扰，这种效应如图1.4所示，每个OFDM符号中都涉及所有非零子载波信号，并且可以同步浮现该OFDM符号时延信号，图1.4给出了第i个子载波和第2个子载波之间周期个数之差不再是整数，因此当接受机试图对第1个子载波进行解调时，第1个子载波会对第1个子载波导致干扰。同步，当接受机对第2个子载波进行解调时，也会存在来自第1个子载波干扰。在系统带宽和数据传播速率都给定状况下，OFDM信号符号速率将远远低于单载波传播模式。例如在单载波BPSK调制模式下，符号速率就相称于传播比特率，而在OFDM中，系统带宽由N个子载波占用，符号速率则为单载波传播1/N。正是由于这种地符号速率使OFDM系统可以自然地抵抗多径传播导致符号间干扰（ISI），此外，通过在每个符号起始位置增长保护间隔可以进一步抵制ISI，还可以减少在接受端定期偏移错误。这种保护间隔是一种循环复制，增长了符号波形长度，在符号数据某些，即将每个OFDM符号后时Tg间中样点复制到OFDM符号前面，形成前缀，在交接点没有任何间断。因而讲一种符号尾端复制并补充到起始点增长了符号时间长度，图1.5显示了保护间隔插入。复制IFFT保护FFT输出保护FFTTgFFT时间符号N-1Ts符号N符号N-1图1.4OFDM符号延迟图1.5OFDM符号形成过程符号总长度为TsTTFFT其中Ts为OFDM符号总长度，Tg为抽样保护间隔长度，T为FFT变换产生无保护间隔OFDM符号长度，则在接受端抽样开FFT第二个子载波对第一种子载波带来ICI干扰保护间FFT积分时间g0,maxx始时刻T应满足下式：maxTT其中max是新到最大多径时延扩展，当抽样满足该式时，由于前一种符号干扰存在只会存在于max，当子载波个数比较大时，OFDM符号周期Ts相对于信道脉冲响应长度很大，则ISI影响很小，甚至会没有ISI影响。同步，由于相邻OFDM符号之间保护间隔T满足Tgmax规定，则可以完全克服ISI影响。同步由于OFDM延时副本内所有包括子载波周期个数也为整数，时延信号就不会在解调过程中产生I